OSCILLATORE ELETTRICO

OSCILLATORE ELETTRICO

. Generalità. - L'o. è un apparato atto a fornire energia elettrica alternativa di frequenza determinata a spese di una sorgente di alimentazione; usualmente l'alimentazione è sotto forma continua e l'uscita presenta forma d'onda determinata, che in molti casi è sensibilmente sinusoidale. Esso è in sostanza un convertitore di energia elettrica.

La possibilità di attuare un o. è legata alla presenza di un elemento anomalo, costituito in pratica da un dispositivo elettronico. I più semplici casi, e i soli che trovano effettiva applicazione, sono quelli nei quali il dispositivo elettronico D è bipolare (fig. 1 a) e presenta conduttanza (o resistenza) differenziale negativa (o. a resistenza negativa) oppure è quadripolare (fig. 1 b): in tal caso il dispositivo in questione è un amplificatore (o. autopilotati o a reazione). Il valore della frequenza di oscillazione è determinato da una rete esterna R, bipolare nel primo caso (fig. 1 a), quadripolare nel secondo (fig. 1 b). Se, in questo secondo caso, il quadripolo ha un morsetto di entrata e uno di uscita in comune, si ha un circuito tripolare e l'o. dicesi a tre punti.

Elementi di teoria degli oscillatori. - a) Oscillatori a resistenza negativa. - Un o. a resistenza negativa può generalmente rappresentarsi come in fig. 2 a, dove r_n è una resistenza differenziale negativa, generalmente non lineare, e R_p una resistenza differenziale positiva, conglobante le perdite e il cárico.

Posto R = r_n + R_p, in regime di linearità è:

Questa equazione ha per soluzione:

essendo A₁ e A₂ due costanti e

Il circuito è instabile se la parte reale degli esponenti è positiva, cioè se è R 〈 0, ovvero ∣ r_n ∣ 〈 R_p (condizione di innesco).

Se inoltre:

il radicale che compare nella [3] è immaginario e si può scrivere:

essendo:

Si ha allora un'oscillazione sinusoidale di ampiezza crescente finché non intervengono a limitarla le non linearità, e particolarmente quella di r_n. Se l'innesco è superato di poco (∣ r_n ∣ ≃ R_p), è Q 〉〉 ¹/₂ e

Per stabilizzare l'ampiezza di oscillazione è sufficiente una piccola non linearità e quindi l'oscillazione a regime è sensibilmente sinusoidale.

Se invece è Q 〈 1/2, gli esponenti della [2] sono reali: si può raggiungere una situazione di equilibrio oppure si può avere una oscillazione di forma molto diversa dalla sinusoidale.

Analoghe considerazioni valgono per il circuito di fig. 2 b, salvo a considerare le conduttanze g_n e G_p in luogo delle resistenze.

b) Oscillatori autopilotati. - Per un o., considerato come amplificatore con reazione positiva (fig. 1 b), si dimostra che l'innesco avviene se a una certa frequenza è:

essendo ᾱ l'amplificazione dell'amplificatore e β̅ l'attenuazione della rete di reazione, valutate tenendo conto del carico.

La [7] è sufficiente in tutti i casi di interesse pratico; più rigoroso è peraltro il criterio di Nyquist. Questo consiste nel tracciare sul piano complesso la curva luogo degli estremi del vettore complesso ᾱβ̅ al variare della frequenza da 0 a ∞ (fig. 3); si ha oscillazione se questa curva (ad es. a) racchiude il punto di coordinate (1,0); non si ha oscillazione in caso contrario (curve b, c).

Esempî di oscillatori a resistenza negativa. - Gli o. a resistenza negativa si possono realizzare praticamente impiegando dispositivi bipolari a resistenza differenziale negativa (nei quali la grandezza di comando è la corrente) o a conduttanza differenziale negativa (nei quali la grandezza di comando è la tensione).

Nel primo caso il circuito è del tipo di fig. 2 a, nel secondo del tipo di fig. 2 b. Dispositivi del genere possono essere i seguenti:

a) Arco Poulsen: è del tipo a resistenza differenziale negativa (v. poulsen, valdemar, XXVIII, p. 128).

b) Diodo a gas a catodo freddo. È anch'esso a resistenza differenziale negativa. Un circuito praticamente impiegabile è illustrato nella fig. 4 a.

La caratteristica tensione V-corrente i del diodo D è data in fig. 4 b: la resistenza differenziale è negativa nel tratto compreso tra i punti A e B. R₀ è tale che la retta di carico statica p, di pendenza R₀, taglia una sola volta la caratteristica del diodo, in P. La retta di carico dinamica (q) deve tagliare la curva, oltre che in P, anche in C, D; ciò impone che la sua pendenza, (R₀R_p)/(R₀ + R_p) ≃ R_p, sia piccola.

Secondo che il fattore di merito

sia maggiore o minore di 1/2 si hanno oscillazioni sinusoidali oppure di rilassamento. In questo ultimo caso di solito L è molto piccola e il periodo delle oscillazioni dipende (quasi proporzionalmente) dalla costante di tempo (R₀ + R_p)C.

c) Diodo "tunnel". È così chiamato un tipo particolare di diodo a semiconduttore che presenta, all'inizio della caratteristica diretta di conduzione, un tratto a conduttanza differenziale negativa (fig. 5 a). Questo particolare andamento è dovuto al cosiddetto "effetto tunnel" che si riscontra nei diodi al germanio fortemente drogato oppure in diodi all'arseniuro di gallio.

La rete equivalente del diodo, nel tratto utile AB della caratteristica, è raffigurata nella fig. 5 b, dove C_d è la capacità della giunzione, g_n la conduttanza negativa, mentre r rappresenta le perdite in serie. L'oscillatore si può realizzare praticamente mediante il circuito di fig. 5 c. R₁, R₂, e V_b sono tali che la retta di carico statica p (fig. 5 a), di pendenza (R₁ + R₂)/(R₁R₂), tagli la caratteristica solo nel punto P; la retta di carico dinamica q, invece, deve tagliarla anche in C e D. C_b è un condensatore di blocco, tale da avere una reattanza trascurabile rispetto a R₁R₂/(R₁ + R₂) alla frequenza di funzionamento. In regime quasi sinusoidale la pulsazione è ω = 1/[L(C + C_d)]^1/2. Impiegando circuiti antirisonanti a linea, si possono raggiungere frequenze dell'ordine dei GHz.

d) Dynatron. Sfrutta il tratto a conduttanza differenziale negativa della caratteristica anodica dei tetrodi, dovuto all'emissione secondaria della griglia schermo (AB in fig. 6 a). Un circuito pratico può essere quello di fig. 6 b, dove la conduttanza differenziale negativa appare fra i punti H e K. Il tratto utile AB della caratteristica è soggetto a variare e ciò limita l'applicazione pratica del circuito descritto.

e) Transitron. Sfrutta il comando di ripartizione di corrente tra anodo e griglia schermo di un pentodo, effettuato dalla griglia di soppressione. In fig. 7 a è raffigurato l'andamento delle correnti anodica i_a e di griglia schermo i_g2 in funzione della tensione di soppressore V_g3; collegando dinamicamente tale tensione con quella di schermo, è possibile ottenere un tratto della caratteristica di schermo a conduttanza differenziale negativa. Un circuito per la realizzazione pratica è illustrato in fig. 7 b, dove la conduttanza differenziale negativa compare tra i morsetti H e K. Questo circuito è assai più stabile del precedente.

f) Kallitron. È un dispositivo a conduttanza differenziale negativa ottenuto collegando in circuito chiuso due stadî amplificatori a emettitore comune, così che l'uscita del secondo stadio, riportata all'ingresso del primo, realizza una reazione positiva in larga banda di frequenze (fig. 8 a). Sotto tale aspetto si può anche considerare come un o. autopilotato. A seconda della natura del carico e dell'entità della reazione la forma d'onda può essere quasi sinusoidale (kallitron propriamente detto) o fortemente distorta (multivibratore astabile: v. oltre).

Il circuito equivalente che si presenta al carico fra i morsetti H e K di fig. 8 a è illustrato nella fig. 8 b. Qualora sia, com'è possibile, R₁ + R₂ 〉〉 R_b, è:

La [8] è manifestamente negativa se:

Esempî di oscillatori autopilotati. - a) Con circuito selettivo ad alto fattore di merito. - La rete di fig. 1 b può realizzarsi praticamente mediante uno stadio amplificatore, per es. (fig. 9 a) del tipo a emettitore comune avente per carico un circuito antirisonante, di fattore di merito

Quando è Q₀ > 10 è facile riconoscere che, eccitando il circuito con corrente comunque distorta, ma di pulsazione prossima a

la tensione ai suoi capi risulta sensibilmente sinusoidale e di pulsazione pari a quella della corrente. È allora possibile con un accoppiamento a trasformatore riportare in ingresso un segnale di ampiezza e fase tali da assicurare la condizione [7]. Con riferimento al circuito equivalente di fig. 9 b, il guadagno dell'amplificatore per una pulsazione molto prossima ad ω₀ è:

Quello della rete di reazione è:

Dalle [7], [11], [12] si ha subito:

che determina in grandezza e segno il valore della mutua induttanza M. L'accoppiamento all'ingresso mediante C_g e R_g permette di passare gradualmente dalla condizione di funzionamento in classe A con deboli segnali, per la quale vale lo schema equivalente di fig. 9 b, a quello di funzionamento con forti segnali in classe C, dove la non linearità delle caratteristiche entra in gioco limitando l'ampiezza dei segnali.

Un altro o. con carico costituito da elementi reattivi può realizzarsi secondo lo schema di fig. 10 a (valido per le componenti alternative), dove Z₁, Z₂, Z₃′ sono elementi essenzialmente reattivi. Lo studio si riduce a quello del tripolo H K L. Detto Z₃ (fig. 10 b) il valore del parallelo di Z₃′ e g_c (conglobante quest'ultima anche il valore delle perdite di Z₁, Z₂ e Z₃′), risulta:

Posto: Z₁ = jX₁; Z₂ = jX₂; Z₃ = R₃ + jX₃, dalle [7] e [13] si ha:

Poiché in generale R₃ e g_t sono positive, la seconda delle [14] impone che sia X₁X₃ > 0; dalla prima delle [14], moltiplicata per X₁, scaturisce la condizione: X₁X₂ 〈 0, cioè X₁ e X₃ sono di segno concorde e X₂ è di segno opposto alle altre due. Le due combinazioni possibili sono riportate nella seguente tabella:

Nelle figg. 10 c e 10 d sono riportati i circuiti dei due oscillatori.

Esplicitando ω nelle [14] e risolvendo queste rispetto a ω e a g_t si ottengono la pulsazione di oscillazione e le condizioni di innesco. Al solito, la non linearità delle caratteristiche per grandi segnali determina la limitazione di ampiezza.

b) Con circuito selettivo a basso fattore di merito. - Disponendo di un amplificatore di amplificazione ᾱ, la rete di reazione può rendersi selettiva impiegando un circuito come quello indicato in fig. 11 a (ponte di Wien); in esso R₂ e C₂ conglobano l'eventuale resistenza e capacità di ingresso dell'amplificatore. Si ha allora:

β̅ diventa reale per

Se R₁ = R₂ e C₁ = C₂, risulta, alla pulsazione ω₀:

La condizione ᾱ • β̅ > 1 è soddisfatta in w₀ purché sia ᾱ > 3. Tale condizione richiede che l'uscita sia in fase con l'ìngresso, il che si può ottenere, per es., disponendo due stad. a emettitore comune in cascata. L'amplificazione è largamente sufficiente per soddisfare la condizione di innesco. In fig. 11 b sono riportati modulo ∣ β̅ ∣ e argomento ä* di β̅ in funzione di w/w₀.

Volendo impiegare un solo stadio amplificatore a emettitore comune, occorre che per la rete selettiva di reazione sia, alla frequenza di funzionamento dell'oscillatore, β̅ reale e negativo. A tale scopo si può usare la rete illustrata in fig. 12, ottenendosi un o. detto a sfasamento. Si può constatare che l'argomento di β̅ diviene 180° alla pulsazione

per la quale è ∣ β̅ ∣ = 1/29. Occorre perciò che sia − α > 29 per la stabilità delle oscillazioni. Non è facile ottenere l'amplificazione che assicuri largamente l'innesco in tali condizioni.

Un'altra rete atta ad ottenere l'argomento di β̅ uguale a 180° in corrispondenza di una assegnata pulsazione ω₀ è illustrata in fig. 13 a: ciò avviene purché sia ρ 〈 γ/4 per diversi possibili valori di ρ e di γ. Per es., per

si ha w₀ = 1/RC e il modulo di β̅ vale 1/10,75. È allora possibile determinare sia i valori delle resistenze e capacità della rete di reazione, sia il guadagno dell'amplificatore, che dev'essere: − ᾱ 〈 10,75, cioè circa 1/3 di quello del caso precedente. In fig. 13 b sono riportati diversi valori di ∣1/ β̅ ∣ in funzione di ρ e di γ; come si vede, i minimi si ottengono entro intervalli di ρ e di γ abbastanza vasti, il che rende per nulla critica la condizione [7].

I tre o. descritti fanno parte di una vasta categoria, detta degli o. a resistenza e capacità in quanto in essi è assente l'induttanza. Essendo facile ottenere valori elevati di capacità e soprattutto di resistenza, tali o. si prestano alla generazione di frequenze anche molto basse, sino a 0,001 Hz; il limite superiore delle frequenze generabili può porsi intorno a qualche MHz.

Oscillatori per alte frequenze. - A frequenze elevate si possono usare soltanto o. del tipo con circuito risonante. Il triodo non è più rappresentato con sufficiente approssimazione dalla matrice di conduttanza (per es., come in fig. 8 b), ma si devono mettere in conto anche le reattanze dovute alle capacità interelettrodiche; a frequenze molto elevate si devono considerare anche le induttanze dei reofori del tubo (fig. 14).

Qualora non intervenga sensibilmente l'effetto delle induttanze, le capacità possono immaginarsi conglobate con le capacità della rete esterna al tubo: in definitiva esse pongono un limite inferiore alla capacità complessiva che figura nel circuito risonante. La frequenza si può quindi aumentare soltanto diminuendo l'induttanza. A pari tensione fornita dall'oscillatore, aumenta la corrente che circola nell'induttanza e quindi aumentano le perdite resistive (ciò è anche aggravato dall'effetto pelle). Bisogna adottare conduttori di sempre maggiore superficie: si passa così progressivamente a circuiti risonanti costituiti da linee bifilari (fili di Lecher), da linee coassiali, da risonatori cavi.

Per quanto riguarda l'effetto delle induttanze parassite, prevalente è quello dell'induttanza di catodo L_k: si mostra che esso consiste principalmente nel far comparire tra i morsetti G e K una conduttanza ω²C_gkL_kμ/R_t, dove ω è la pulsazione, μ il coefficiente di amplificazione del tubo, R_t è la resistenza totale di carico. Un effetto analogo è dovuto al tempo di transito degli elettroni negli spazî interelettrodici e si verifica allorquando la frequenza è così alta che tale tempo non è trascurabile rispetto al periodo delle oscillazioni. Si dimostra che un elettrone che dal catodo si avvicina alla griglia induce elettrostaticamente in essa una corrente che non è compensata da quella che lo stesso elettrone induce quando, attraversata la griglia, si dirige verso l'anodo. Ne nasce una corrente di griglia e una conduttanza di entrata ω²g_tt_tk, dove g_t è la transconduttanza del tubo, t_t il tempo di transito tra catodo e griglia e k un opportuno coefficiente. Questa conduttanza si somma con quella dovuta a L_k ed entrambe danno luogo ad assorbimento di potenza da parte del circuito di entrata. A parità di tensione questa potenza cresce col quadrato della frequenza; a una certa frequenza essa diventa uguale a quella di uscita e quindi cessa la possibilità di oscillazione.

I tubi o. per frequenze molto alte (100 ÷ 1000 MHz) devono pertanto avere piccole distanze interelettrodiche per ridurre il tempo di transito e reofori molto larghi per ridurre le induttanze (tubi a ghianda, tubi a faro). Per frequenze ancora più alte 1000 ÷ 1o0.000 MHz) occorre ricorrere a tubi con diverso principio di funzionamento, quali il klystron e il magnetron (per questi tubi, v. App. II, 11, p. 974 e elettronici, tubi, in questa App., I, p. 537)

Oscillatori non sinusoidali. - a) Multivibratore astabile. - Lo schema è, sostanzialmente, quello dell'oscillatore kallitron, privato del circuito antirisonante fra i punti H e K (fig. 15 a), e con (R₁ + R₂)/R₂ 〉〉 ω in modo da rendere sufficientemente energico l'effetto di reazione.

In tali condizioni la conduzione, per es., del secondo tubo, comunque iniziata, si esalta rapidamente sino alla saturazione, mentre il primo tubo viene portato oltre la tensione V_i di interdizione (fig. 15 b). La tensione V′_g cresce, da questo istante, con legge esponenziale e con costante di tempo (R1′ + R2′ + Rb′)C′ sino a che, superata la tensione di interdizione, il primo tubo inizia a condurre e passa in saturazione mentre il secondo viene interdetto. Il ciclo si ripete in forma simmetrica se le costanti di tempo (R1′ + R2′ + Rb′)C′ e (R1″ + R2″ + Rb″)C″ sono eguali. Il periodo è comunque proporzionato alla somma delle costanti di tempo ora scritte. Il tempo di commutazione della conduzione da un tubo all'altro è proporzionale alle capacità parassite d'ingresso e d'uscita dei tubi e può ridursi sino a frazioni di microsecondo.

Questo o. è adatto a generare forme d'onda rettangolari con i due semiperiodi dello stesso ordine di grandezza.

b) Oscillatore bloccato. - Si può pensare derivato da quello di fig. 9 a dove si pensi ridotta al minimo, cioè ridotta alle sole capacità parassite, la capacità C del circuito anodico e si sia provveduto ad aumentare fortemente l'accoppiamento fra questo circuito e quello di griglia (fig. 16 a).

In tali condizioni, la conduzione del tubo, comunque iniziata, si esalta rapidamente (limitata in ciò dalla capacità residua C_r e dalle induttanze di dispersione del circuito anodico) sino alla saturazione del tubo, mentre la tensione positiva, indotta sul circuito di griglia (fig. 16 b), permette di caricare C_g con corrente di griglia. Cessato l'impulso di tensione positiva, la carica accumulata su C_g mantiene la griglia oltre l'interdizione e blocca il tubo, sino a che, scaricandosi Cg con costante di tempo R_gC_g, la tensione di griglia ridiviene superiore alla tensione di interdizione V_i. Il ciclo si ripete con periodo, circa proporzionale a R_gC_g, che può ridursi all'ordine di grandezza del microsecondo. La limitazione del periodo di conduzione dipende, nell'esempio citato, dalla saturazione del tubo elettronico. Potrebbe però farsi dipendere, per es., dalla saturazione di un materiale magnetico posto nel circuito magnetico del trasformatore di accoppiamento fra collettore e griglia.

Questo o. è adatto a generare una successione periodica di brevi impulsi.

c) Oscillatori invertitori. - Si tratta di dispositivi atti a convertire tensioni continue in tensioni periodiche a onda quadrata.

Nel circuito di fig. 17 a si sfrutta la saturazione di un materiale magnetico; sono impiegati di solito transistori, che sono, per questo uso, più adatti dei tubi dal punto di vista della bassa caduta di tensione di collettore V_C in regime di conduzione. La conduzione, comunque iniziata, del transistore I dà luogo a una variazione di flusso Φ nel nucleo del trasformatore in conseguenza della quale si ha tra il collettore e la batteria B una tensione pari a V_B − V_C (fig. 17 b). Le tensioni di reazione sulle basi sono tali da portare il transistore I in piena conduzione, e da bloccare il transistore II. Quando il nucleo del trasformatore giunge in saturazione, decresce bruscamente la tensione indotta sulle basi, la corrente nel transistore I decresce; inizia così una variazione di flusso in senso opposto al precedente, tale perciò da bloccare il transistore I e rendere conduttore il II, per il quale si ripetono i fenomeni precedentemente illustrati. Si dimostra che la frequenza di funzionamento vale:

dove Φ_M è il flusso di saturazione del nucleo e N il numero di spire tra collettore e batteria. Questo tipo di o. realizza la conversione di tensione continua in alternata con rendimento complessivo fino a 95 ÷ 97%. Con transistori di potenza si possono convertire potenze dell'ordine dei kilowa tt.

d) Oscillatore a dente di sega con triodo a gas. - Questo o. genera forme d'onda triangolari, quali occorrono per la deflessione orizzontale degli oscilloscopî a raggi catodici.

Il circuito è indicato nella fig. 18 a. All'inizio il tubo a gas T è disinnescato e il condensatore C si carica attraverso il resistore R; allorché la tensione V ai capi di C raggiunge il valore V_i il tubo innesca e scarica il condensatore (fig. 18 b); il ciclo si ripete con successione regolare il cui periodo può essere variato agendo sul valore di C e di R nonché sul valore V_i: per quest'ultima regolazione serve il potenziometro P, col quale si varia la polarizzazione di griglia del tubo. A causa del tempo di deionizzazione di quest'ultimo, o. di tale tipo non possono funzionare a frequenze superiori a qualche decina di kHz.

Stabilizzazione della frequenza. - La frequenza di funzionamento di un o. subisce inevitabili variazioni in conseguenza delle variazioni che gli elementi del circuito subiscono per invecchiamento, per variazione delle condizioni ambiente (temperatura, umidità, ecc.) e per variazioni della tensione o della corrente di alimentazione. La variazione della frequenza si può in generale scindere in due parti: una dovuta a variazione della frequenza teorica di funzionamento, l'altra corrispondente a scostamenti rispetto a questa frequenza.

Per o. con circuito risonante la frequenza teorica è:

essa può variare per variazioni (ad es. termiche) di L e C. Inoltre le [4] e [6] mostrano che la frequenza effettiva si accosta tanto più a quella teorica quanto più grande è il fattore di merito Q complessivo dell'o. Si potrebbe mostrare, tenendo conto del comportamento non lineare, che, a parità di situazione di innesco, il Q complessivo è tanto maggiore quanto più grande è il Q del circuito risonante e che si deve cercare di superare di poco l'innesco.

Pertanto, quando si vogliano ottenere frequenze molto stabili occorrono circuiti poco dipendenti dalle condizioni ambiente e con alti valori di Q.

Particolarmente stabile è il circuito di fig. 19, detto ad accoppiamento elettronico (ECO, dall'ingl. electron coupled oscillator).

Il circuito oscillatorio LC con la parte del tubo costituita da catodo, griglia di comando e griglia schermo funzionano come un circuito Hartley con anodo a massa. Il circuito di carico anodico, L′C′, risulta accoppiato al precedente circuito, senza interferire sul suo funzionamento, attraverso il flusso elettronico ed è da esso che si preleva la potenza d'uscita.

Con circuiti del genere, eventualmente stabilizzati termicamente, si possono ottenere frequenze con stabilità dell'ordine di 10^-4.

Un ulteriore accrescimento del fattore di merito del circuito equivalente si può ottenere sostituendo alle induttanze e alle capacità del circuito reale elementi risonatori meccanici, accoppiati opportunamente al circuito elettrico per ricevere da questo l'energia attiva dissipata nelle perdite e scambiare con questo l'energia reattiva. Si prestano allo scopo diapason (per bassissime e basse frequenze), elementi magnetostrittivi (per medie ed alte frequenze), elementi piezoelettrici (per alte e altissime frequenze, sino a qualche decina di MHz).

Data la loro importanza meritano particolare menzione i circuiti sfruttanti le proprietà piezoelettriche del quarzo.

Il circuito equivalente di un risonatore piezoelettrico compare in fig. 20. Il rapporto C₁/C è dell'ordine delle decine o centinaia e C₁ è dell'ordine dei pF; l'induttanza L è dell'ordine dell'henry; la resistenza R è di vualche centinaio di Ω o meno. Tale circuito possiede una frequenza di risonanza (serie) e una frequenza di antirisonanza lparallelo), un po' maggiore della precedente, che possono essere entrambe sfruttate in pratica. Il fattore di merito può raggiungere il valore di 500.000.

La fig. 21 illustra l'o. piezoelettrico Pierce, che si può considerare come derivato dall'o. Hartley, e non richiede altro circuito accordato oltre a quello costituito dal cristallo X.

La fig. 22 si riferisce a un o. di caratteristiche particolarmente elevate. Si tratta schematicamente di un amplificatore con amplificazione α > 1 autopilotato attraverso un ponte, di cui due rami opposti sono formati uno dal quarzo X, l'altro da una resistenza R₁ con forte coefficiente positivo di temperatura (è usata normalmente una piccola lamnada ad incandescenza); gli altri due rami sono formati dai resistori R₂ e R₃. Il fattore β della rete di reazione così formata è reale alla frequenza di risonanza del quarzo, e negativo sin che R₁ è di piccolo valore sì da rendere squilibrato il ponte: ciò permette l'innesco delle oscillazioni. Al crescere dell'ampiezza di queste, la corrente che si stabilisce in R₁ ne fa variare la resistenza portando il ponte verso l'equilibrio. Diminuisce con ciò il segnale di reazione, e l'ampiezza delle oscillazioni risulta limitata senza che il tubo esca dalla zona lineare di funzionamento in classe A, nella quale è minima l'influenza delle caratteristiche del tubo stesso: la stabilità di frequenza è quindi tra le più elevate ottenibili (dell'ordine di 10^-7).

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